Фазоманіпульований сигнал має вигляд:

де - постійні параметри, - несуча частота.

Інформація передається за допомогою фази. Так як при когерентної демодуляції в приймачі є несуча, то шляхом порівняння сигналу (3.21) з несучою обчислюється поточний зсув фази. Зміна фази взаємно однозначно пов'язана з інформаційним сигналом.

Двійкова фазова маніпуляція(BPSK - Binary Phase Shift Keying)

Безліч значень інформаційного сигналу ставиться в однозначну відповідність безліч змін фази. При зміні значень інформаційного сигналу фаза радіосигналу змінюється на 180º. Таким чином, сигнал BPSK можна записати у вигляді

Отже, . Таким чином, для здійснення BPSK достатньо помножити сигнал, що несе на інформаційний сигнал, який має безліч значень . На виході модулятора сигнали

, .

Мал. 3.38. Тимчасова форма та сигнальне сузір'я сигналу BPSK:

а – цифрове повідомлення; б - модулюючий сигнал; в – модульоване ВЧ коливання; г – сигнальне сузір'я

Тимчасова форма сигналу та його сузір'я показані на рис.3.38.

Підвидом сімейства BPSK є диференціальна (відносна) BPSK (DBPSK). Необхідність відносної модуляції обумовлена ​​тим, більшість схем відновлення несучої частоти призводять до фазової неоднозначності відновленої несучої. В результаті відновлення може утворитися постійне фазове зрушення, кратне 180º. Порівняння сигналу з відновленої несучою приведе в цьому випадку до інвертування (зміни значень всіх бітів на протилежні). Цього можна уникнути, якщо кодувати не абсолютний зсув фази, яке зміна щодо значення попередньому бітовому інтервалі. Наприклад, якщо на поточному бітовому інтервалі значення біта змінилося в порівнянні з попереднім, то змінюється значення фази модульованого сигналу на 180º, якщо залишилося колишнім, то фаза також не змінюється.

Спектральна щільність потужності сигналу BPSK збігається із щільністю сигналу OOK за винятком відсутності в спектрі сигналу несучої частоти:

, (3,22)

Квадратурна фазова маніпуляція(QPSK – Quadrature Phase Shift Keying)

Квадратурна фазова маніпуляція є чотирирівневою фазовою маніпуляцією ( =4), при якій фаза високочастотного коливання може набувати 4 різних значень з кроком, кратним π / 2 .

Співвідношення між зрушенням фази модульованого коливання з множини та безліччю символів (дибітів) цифрового повідомлення встановлюється у кожному даному випадку стандартом на радіоканал і відображається сигнальним сузір'ям рис.3.39. Стрілки показують можливі переходи з одного фазового стану в інший.

З малюнка видно, що відповідність між значеннями символів та фазою сигналу встановлено таким чином, що в сусідніх точках сигнального сузір'я значення відповідних символів відрізняються лише в одному биті. При передачі за умов шуму найбільш імовірною помилкою буде визначення фази сусідньої точки сузір'я. При зазначеному кодуванні, незважаючи на те, що відбулася помилка у визначенні значення символу, це буде відповідати помилці в одному (а не двох) біті інформації. Таким чином досягається зниження ймовірності помилки на біт. Зазначений спосіб кодування називається кодом Грея.

Кожному значенню фази модульованого сигналу відповідає 2 біта інформації, і тому зміна модулюючого сигналу при QPSK-модуляції відбувається у 2 рази рідше, ніж при BPSK-модуляції при однаковій швидкості передачі інформації. Відомо, що спектральна густина потужності багаторівневого сигналу збігається зі спектральною густиною потужності бінарного сигналу при заміні символьного інтервалу на символьний . Для чотирирівневої модуляції = 4 і, отже, .

Спектральна щільність QPSK-сигналу при модулювальному сигналі з імпульсами прямокутної форми на підставі (3.22) визначається виразом:

.

З цієї формули видно, що відстань між першими нулями спектральної щільності потужності сигналу QPSK дорівнює , що в 2 рази менше, ніж сигналу BPSK. Інакше кажучи, спектральна ефективність квадратурної модуляції QPSK вдвічі вище, ніж бінарної модуляції ВPSK.

Сигнал QPSK можна записати як

де .

Сигнал QPSK можна представити у вигляді синфазної та квадратурної складових

де - синфазна складова - го символу,

Квадратурна модуляція та її характеристики (QPSK, QAM)

Розглянемо квадратурну фазову маніпуляцію (QPSK). Вихідний потік даних dk(t)=d0, d1, d2, складається з біполярних імпульсів, тобто. dk приймають значення +1 або -1 (рис. 3.5.а)), що представляють двійкову одиницю та двійковий нуль. Цей потік імпульсів поділяється на синфазний потік dI(t) і квадратурний - dQ(t), як показано на рис. 3.5.б).

dI(t)=d0, d2, d4, ... (парні біти)

dQ(t)=d1, d3, d5, ... (непарні біти)

Зручну ортогональну реалізацію сигналу QPSK можна отримати, використовуючи амплітудну модуляцію синфазного та квадратурного потоків на синусній та косинусній функціях несучої.

За допомогою тригонометричних тотожностей s(t) можна подати у такому вигляді: s(t)=cos(2рf0t+і(t)). Модулятор QPSK показаний на рис. 3.5.в), використовує суму синусоїдального та косинусоїдального доданків. Потік імпульсів dI(t) використовується для амплітудної модуляції (з амплітудою +1 ​​або -1) косінусоїди.

Це рівноцінно зсуву фази косінусоїди на 0 або р; отже, в результаті отримуємо сигнал BPSK. Аналогічно потік імпульсів dQ(t) модулює синусоїду, що дає сигнал BPSK, ортогональний попередньому. При підсумовуванні цих двох ортогональних компонентів, що несе, виходить сигнал QPSK. Величина і(t) буде відповідати одному з чотирьох можливих поєднань dI(t) і dQ(t) у виразі для s(t): і(t)=00, ±900 або 1800; результуючі вектори сигналів показані сигнальному просторі на рис. 3.6. Оскільки cos(2рf0t) і sin(2рf0t) ортогональні, два сигнали BPSK можна виявляти окремо. QPSK має низку переваг перед BPSK: т.к. при модуляції QPSK один імпульс передає два біти, то в два рази підвищується швидкість передачі даних або за тієї ж швидкості передачі даних, що і в схемі BPSK, використовується вдвічі менша смуга частот; а також підвищується завадостійкість, т.к. імпульси вдвічі довші, а відтак і більші за потужністю, ніж імпульси BPSK.

Мал. 3.5.

Мал. 3.6.

Квадратурну амплітудну модуляцію (KAM, QAM) можна вважати логічним продовженням QPSK, оскільки сигнал QAM також складається з двох незалежних амплітудно-модульованих несучих.

При квадратурної амплітудної модуляції змінюється як фаза, так і амплітуда сигналу, що дозволяє збільшити кількість біт, що кодуються, і при цьому істотно підвищити перешкодостійкість. Квадратурне уявлення сигналів є зручним та досить універсальним засобом їх опису. Квадратурне уявлення полягає у вираженні коливання лінійною комбінацією двох ортогональних складових - синусоїдальної та косінусоїдальної (синфазної та квадратурної):

s(t)=A(t)cos(щt + ц(t))=x(t)sinщt + y(t)cosщt, де

x(t)=A(t)(-sinц(t)),y(t)=A(t)cosц(t)

Така дискретна модуляція (маніпуляція) здійснюється двома каналами, на несучих, зрушених на 900 друг щодо друга, тобто. що у квадратурі (звідси й назва).

Пояснимо роботу квадратурної схеми з прикладу формування сигналів чотирифазної ФМ (ФМ-4) (рис. 3.7).

Мал. 3.7.

Мал. 3.8. 16

Вихідна послідовність двійкових символів тривалістю Т за допомогою регістра зсуву поділяється на непарні імпульси y, що подаються в квадратурний канал (cosщt), і парні - x, що надходять у синфазний канал (sinщt). Обидві послідовності імпульсів надходять на входи відповідних формувачів маніпульованих імпульсів, на виходах яких утворюються послідовності біполярних імпульсів x(t) та y(t) з амплітудою ±Um та тривалістю 2T. Імпульси x(t) та y(t) надходять на входи канальних перемножувачів, на виходах яких формуються двофазні (0, р) ФМ коливання. Після підсумовування вони утворюють сигнал ФМ-4.

На рис. 3.8. показано двомірне простір сигналів і набір векторів сигналів, модульованих 16-річною QAM і зображених точками, які розташовані у вигляді прямокутної сукупності.

З рис. 3.8. видно, що відстань між векторами сигналів у сигнальному просторі при QAM більше, ніж при QPSK, отже, QAM є більш стійкою до перешкод у порівнянні з QPSK,

5. ОГЛЯД ВИДІВ МОДУЛЯЦІЇ

Перетворення несучого гармонійного коливання (одного або кількох його параметрів) відповідно до закону зміни інформаційної послідовності, що передається, називається модуляцією. Під час передачі цифрових сигналів у аналоговому вигляді оперують поняттям – маніпуляція.

Спосіб модуляції відіграє основну роль у досягненні максимально можливої ​​швидкості передачі при заданій ймовірності помилкового прийому. Граничні можливості системи передачі можна оцінити за допомогою відомої формули Шеннона, що визначає залежність пропускної здатності безперервного каналу з білим гауссовским шумом від смуги частот F, що використовується, і відношення потужностей сигналу і шуму Pс/Pш.

де PС – середня потужність сигналу;

PШ – середня потужність шуму в смузі частот.

Пропускна здатність визначається як верхня межа реальної швидкості передачі інформації V. Наведене вище вираз дозволяє знайти максимальне значення швидкості передачі, яке може бути досягнуто в гауссівському каналі із заданими значеннями: ширини частотного діапазону, в якому здійснюється передача (DF) та відношення сигнал – шум ( PС/РШ).

Імовірність помилкового прийому біта у конкретній системі передачі визначається ставленням PС/РШ. З формули Шеннона слід, що зростання питомої швидкості передачі V/DF вимагає збільшення енергетичних витрат (РС) однією біт. Залежність питомої швидкості передачі від відношення сигнал/шум показано на рис. 5.1.

Рисунок 5.1 – Залежність питомої швидкості передачі від відношення сигнал/шум

Будь-яка система передачі може бути описана точкою, що лежить нижче наведеною на малюнку кривою (область). Цю криву часто називають кордоном чи межею Шеннона. Для будь-якої точки в області можна створити таку систему зв'язку, ймовірність помилкового прийому у якої може бути настільки малою, наскільки це потрібно .

Сучасні системи передачі вимагають, щоб ймовірність невиявленої помилки була вище величини 10-4…10-7 .

У сучасній цифровій техніці зв'язку найбільш поширеними є частотна модуляція (FSK), відносна фазова модуляція (DPSK), квадратурна фазова модуляція (QPSK), фазова модуляція зі зсувом (зміщенням), що позначається як O-QPSK або SQPSK, квадратурна амплітудна .

При частотній модуляції значенням "0" і "1" інформаційної послідовності відповідають певні частоти аналогового сигналу при незмінній амплітуді. Частотна модуляція вельми завадостійка, проте при частотній модуляції неекономно витрачається ресурс смуги частот каналу зв'язку. Тому цей вид модуляції застосовується в низькошвидкісних протоколах, що дозволяють здійснювати зв'язок каналами з низьким ставленням сигнал/шум.

При відносній фазовій модуляції залежно від значення інформаційного елемента змінюється лише фаза сигналу при незмінній амплітуді та частоті. Причому кожному інформаційному біту ставиться у відповідність не абсолютне значення фази, яке зміна щодо попереднього значення.

Найчастіше застосовується чотирифазна DPSK, або дворазова DPSK, заснована на передачі чотирьох сигналів, кожен з яких несе інформацію про два біти (дибіт) вихідної двійкової послідовності. Зазвичай використовується два набори фаз: залежно від значення дибіту (00, 01, 10 або 11) фаза сигналу може змінитися на 0°, 90°, 180°, 270° або 45°, 135°, 225°, 315° відповідно. При цьому, якщо число біт, що кодуються, більше трьох (8 позицій повороту фази), різко знижується завадостійкість DPSK. Тому для високошвидкісної передачі даних DPSK не використовується.

Модеми з 4-позиційною або квадратурною фазовою модуляцією використовуються в системах, в яких теоретична спектральна ефективність пристроїв передачі BPSK (1 біт/(с·Гц)) недостатня при наявній смузі частот. Різні методи демодуляції, які у системах BPSK, застосовуються й у системах QPSK. Крім прямого поширення методів двійкової модуляції на випадок QPSK використовується також 4-позиційна модуляція зі зміщенням. Деякі різновиди QPSK та BPSK наведені у табл. 5.1.

При квадратурної амплітудної модуляції змінюється як фаза, так і амплітуда сигналу, що дозволяє збільшити кількість біт, що кодуються, і при цьому істотно підвищити перешкодостійкість. В даний час використовуються способи модуляції, в яких кількість кодованих на одному бодовому інтервалі інформаційних біт може досягати 8 ... 9, а число позицій сигналу в сигнальному просторі - 256 ... 512.

Таблиця 5.1 – Різновиди QPSK та BPSK

Двійкова PSK	Чотирипозиційна PSK	Короткий опис
BPSK	QPSK	Звичайні когерентні BPSK та QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Звичайні когерентні BPSK і QPSK з відносним кодуванням та СВН
DBSK	DQPSK	QPSK з автокореляційною демодуляцією (немає СВН)
FBPSK		BPSK або QPSK З запатентованим процесором Феєра, придатним для систем з нелінійним посиленням QPSK зі зсувом (зміщенням) QPSK зі зсувом та відносним кодуванням QPSK зі зсувом та запатентованим Феєром процесорами QPSK з відносним кодуванням та фазовим зсувом на р/4

Квадратурне уявлення сигналів є зручним та досить універсальним засобом їх опису. Квадратурне уявлення полягає у вираженні коливання лінійною комбінацією двох ортогональних складових - синусоїдальної та косинусоїдальної:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

де x(t) та y(t) - біполярні дискретні величини.

Така дискретна модуляція (маніпуляція) здійснюється двома каналами на несучих, зрушених на 90° друг щодо друга, тобто. що знаходяться у квадратурі (звідси і назва уявлення та методу формування сигналів).

Пояснимо роботу квадратурної схеми (рис. 5.2) з прикладу формування сигналів QPSK.

Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора

Вихідна послідовність двійкових символів тривалістю Т за допомогою регістра зсуву поділяється на непарні імпульси Y, які подаються в квадратурний канал (coswt), і парні - X, що надходять до синфазного каналу (sinwt). Обидві послідовності імпульсів надходять на входи відповідних формувачів маніпулюючих імпульсів, на виходах яких утворюються послідовності біполярних імпульсів x(t) та y(t).

Маніпулюючі імпульси мають амплітуду та тривалість 2T. Імпульси x(t) та y(t) надходять на входи канальних перемножувачів, на виходах яких формуються двофазні фазомодульовані коливання. Після підсумовування вони утворюють сигнал QPSK.

Для наведеного вище вирази для опису сигналу характерна взаємна незалежність багаторівневих імпульсів маніпулюючих x(t), y(t) в каналах, тобто. одиничного рівня в одному каналі може відповідати одиничний або нульовий рівень в іншому каналі. В результаті вихідний сигнал квадратурної схеми змінюється не тільки по фазі, а й по амплітуді. Оскільки в кожному каналі здійснюється амплітудна маніпуляція, цей вид модуляції називають квадратурною амплітудною модуляцією.

Користуючись геометричним трактуванням, кожен сигнал QAM можна зобразити вектором у сигнальному просторі.

Відзначаючи лише кінці векторів, для сигналів QAM отримуємо зображення як сигнальної точки, координати якої визначаються значеннями x(t) і y(t). Сукупність сигнальних точок утворює так зване сигнальне сузір'я.

На рис. 5.3 показано структурну схему модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальне сузір'я для випадку, коли x(t) та y(t) набувають значення ±1, ±3 (QAM-4).

Рисунок 5.4 – Сигнальна діаграма QAM-4

Величини ±1, ±3 визначають рівні модуляції та мають відносний характер. Сузір'я містить 16 сигнальних точок, кожна з яких відповідає чотирьом інформаційним бітам, що передаються.

Комбінація рівнів ±1, ±3, ±5 може сформувати сузір'я із 36 сигнальних точок. Однак з них у протоколах ITU-T використовується лише 16 рівномірно розподілених у сигнальному просторі точок.

Існує кілька способів практичної реалізації QAM-4, найбільш поширеним є так званий спосіб модуляції накладенням (SPM). У схемі, що реалізує даний спосіб, використовуються два однакові QPSK (рис. 5.5).

Використовуючи цю методику отримання QAM, можна отримати схему практичної реалізації QAM-32 (рис.5.6).

Малюнок 5.5 – Схема модулятора QAM-16

Малюнок 5.6 – Схема модулятора QAM-32

Отримання QAM-64, QAM-128 та QAM-256 відбувається таким же чином. Схеми отримання цих модуляцій не наводяться через їхню громіздкість.

З теорії зв'язку відомо, що при рівній кількості точок у сигнальному сузір'ї спектр перешкодостійкість систем QAM і QPSK різна. При великій кількості точок сигналів спектр QAM ідентичний спектру сигналів QPSK. Однак сигнали системи QAM мають кращі характеристики, ніж QPSK. Основна причина цього полягає в тому, що відстань між сигнальними точками в системі QPSK менша за відстань між сигнальними точками в системі QAM.

На рис. 5.7 представлені сигнальні сузір'я систем QAM-16 та QPSK-16 при однаковій потужності сигналу. Відстань між сусідніми точками сигнального сузір'я в системі QAM з L рівнями модуляції визначається виразом:

(5.3)

Аналогічно для QPSK:

(5.4)

де М - Число фаз.

З наведених виразів випливає, що при збільшенні значення М і тому самому рівні потужності системи QAM краще систем QPSK. Наприклад, при М = 16 (L = 4) dQAM = 0.47 та dQPSK = 0.396, а при М = 32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174.

Таким чином, можна сказати, що QAM набагато ефективніше в порівнянні з QPSK, що дозволяє використовувати більш багаторівневу модуляцію при однаковому співвідношенні сигнал/шум. Тому можна дійти невтішного висновку, що характеристики QAM будуть найбільш наближеними до кордону Шеннона (рис.5.8) де: 1 – кордон Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .

Рисунок 5.8 - Залежність спектральної ефективності різних модуляцій від C/N

У загальному випадку М-позиційні системи QAM з лінійним посиленням, такі як 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, мають спектральну ефективність вище, ніж у QPSK з лінійним посиленням, що має теоретичну граничну ефективність 2 біт/(с∙Гц) .

Однією з характерних рис QAM є малі значення позасмугової потужності (рис. 5.9) .

Рисунок 5.9 – Енергетичний спектр QAM-64

Застосування багатопозиційної QAM у чистому вигляді пов'язане з проблемою недостатньої стійкості до перешкод. Тому у всіх сучасних високошвидкісних протоколах QAM використовується спільно з ґратчастим кодуванням (ТСМ). Сигнальне сузір'я ТСМ містить більше сигнальних точок (позицій сигналів), ніж потрібно при модуляції без ґратчастого кодування. Наприклад, 16-позиційна QAM перетворює на сузір'я 32-QAM з гратчастим кодуванням. Додаткові точки сузір'я забезпечують сигнальну надмірність і можуть бути використані для виявлення та виправлення помилок. Згорткове кодування в поєднанні з ПММ вносить залежність між послідовними сигнальними точками. В результаті з'явився новий спосіб модуляції, званий треліс-модуляцією. Вибрана певним чином комбінація конкретної QAM перешкодостійкого коду називається сигнально-кодової конструкції (СКК). СКК дозволяють підвищити схибленість передачі інформації поряд зі зниженням вимог до відношення сигнал/шум в каналі на 3 - 6 дБ. У процесі демодуляції проводиться декодування прийнятого сигналу алгоритму Вітербі. Саме цей алгоритм за рахунок використання введеної надмірності та знання передісторії процесу прийому дозволяє за критерієм максимальної правдоподібності вибрати із сигнального простору найбільш достовірну еталонну точку.

Застосування QAM-256 дозволяє за 1 бод передавати 8 сигнальних станів, тобто 8 біт. Це дозволяє значно збільшити швидкість передачі. Так, при ширині діапазону передачі Df=45 кГц (як і нашому разі) за інтервал часу 1/Df можна передати 1 бод, тобто 8 біт. Тоді максимальна швидкість передачі даного частотного діапазону складе

Оскільки в цій системі передача проводитися за двома частотними діапазонами з однаковою шириною, то максимальна швидкість передачі даної системи становитиме 720 кбіт/с.

Так як потік біт, що передається, містить не тільки інформаційні біти, а й службові, то інформаційна швидкість залежатиме від структури переданих кадрів. Кадри застосовувані у цій системі передачі формуються з урахуванням протоколів Ethernet і V.42 і мають максимальну довжину К=1518 біт, у тому числі КС=64 – службові. Тоді інформаційна швидкість передачі залежатиме від співвідношення інформаційних біт та службових

Ця швидкість перевищує швидкість, задану в технічному завданні. Тому можна дійти невтішного висновку, що обраний спосіб модуляції задовольняє вимогам, поставленим у технічному завданні.

Оскільки в даній системі передача здійснюється за двома частотними діапазонами одночасно, то потрібна організація двох модуляторів, що працюють паралельно. Але слід зважати на те, що можливий перехід роботи системи з основних частотних діапазонів на резервні. Тому потрібна генерація всіх чотирьох несучих частот та керування ними. Синтезатор частот, призначений для генерації несучих частот, складається з генератора опорного сигналу, дільників та високодобротних фільтрів. Як генератор опорних сигналів виступає кварцовий генератор прямокутних імпульсів (рис. 5.10).

Малюнок 5.10 - Генератор із кварцовою стабілізацією

З метою оцінки стану забезпечення безпеки інформації; - управління допуском учасників наради до приміщення; - організація спостереження за входом у виділене приміщення та навколишньою обстановкою під час проведення наради. 2. основними засобами забезпечення захисту акустичної інформації під час проведення наради є: - встановлення різних генераторів шуму, моніторинг приміщення на...

Із застосуванням поліграфічних комп'ютерних технологій? 10. Охарактеризуйте злочинні дії, передбачені главою 28 КК РФ «Злочини у сфері комп'ютерної інформації». РОЗДІЛ 2. БОРОТЬБА З ЗЛОЧИНАМИ У СФЕРІ КОМП'ЮТЕРНОЇ ІНФОРМАЦІЇ РОЗДІЛ 5. КОНТРОЛЬ НАД ЗЛОЧИННОЮ СФЕРІ ВИСОКИХ ТЕХНОЛОГІЙ 5.1 Контроль над комп'ютерною злочинністю в Росії Заходи контролю

З теорії зв'язку відомо, що найвищу завадостійкість має двійкова фазова модуляція BPSK. Однак у ряді випадків за рахунок зменшення стійкості до перешкод каналу зв'язку можна збільшити його пропускну здатність. Більше того, при застосуванні завадового кодування можна більш точно планувати зону, що охоплюється системою мобільного зв'язку.

У чотирипозиційній фазовій модуляції використовуються чотири значення фази коливання. У цьому випадку фаза y(t) сигналу, що описується виразом (25) повинна приймати чотири значення: 0°, 90°, 180° та 270°. Однак частіше використовуються інші значення фаз: 45°, 135°, 225° та 315°. Такий вид уявлення квадратурної фазової модуляції наведено малюнку 1.

Малюнок 1. Полярна діаграма сигналу чотирипозиційної фазової модуляції QPSK

На цьому ж малюнку представлені значення біт, що передаються кожним станом фази коливання. Кожен стан здійснює передачу одразу двох біт корисної інформації. При цьому вміст біт вибрано таким чином, щоб перехід до сусіднього стану фази коливання, що несе, за рахунок помилки прийому приводив не більше ніж до одиночної бітової помилки.

Зазвичай для формування сигналу модуляції QPSK використовується квадратурний модулятор. Для реалізації квадратурного модулятора знадобиться два помножувачі та . На входи помножувачів можна подавати вхідні бітові потоки у коді NRZ. такого модулятора наведено малюнку 2.

Малюнок 2. Структурна схема модулятора QPSK – NRZ

Так як при цьому протягом одного символьного інтервалу передається відразу два біти вхідного бітового потоку, символьна швидкість цього виду модуляції становить 2 біти на символ. Це означає, що при реалізації модулятора слід розділяти вхідний потік на дві складові - синфазну складову I і квадратурну складову Q. Синхронізацію наступних блоків слід вести з символьною швидкістю.

При такій реалізації спектр сигналу на виході модулятора виходить нічим не обмежений та його зразковий вигляд наведено на рис.

Рисунок 3. Спектр сигналу чотирипозиційної фазової модуляції QPSK, модульованого сигналом NRZ

Природно, цей сигнал можна обмежити спектром за допомогою смугового фільтра, включеного на виході модулятора, проте так ніколи не роблять. Набагато ефективніше працює фільтр Найквіста. Структурна схема квадратурного модулятора сигналу QPSK, побудована з допомогою фільтра Найквіста наведено малюнку 4.

Малюнок 4. Структурна схема модулятора QPSK із використанням фільтра Найквіста

Фільтр Найквіста можна реалізувати лише з використанням цифрової техніки, тому у схемі, наведеній на малюнку 4, перед квадратурним модулятором передбачено цифро-аналоговий перетворювач (ЦАП). Особливістю роботи фільтра Найквіста є те, що в проміжках між відліковими точками сигнал на його вході повинен бути відсутнім, тому на його вході стоїть формувач імпульсів, що видає сигнал на свій вихід тільки в момент відлікових точок. Решту часу на його виході є нульовий сигнал.

Приклад форми цифрового сигналу, що передається на виході фільтра Найквіста наведено на малюнку 5. Сигнал на графіку виглядає безперервним завдяки досить високій частоті дискретизації.

Рисунок 5. Приклад тимчасової діаграми Q сигналу при чотирипозиційній фазовій модуляції QPSK

Так як для звуження спектра радіосигналу в пристрої, що передає, використовується фільтр Найквіста, то міжсимвольні спотворення в сигналі відсутні тільки в сигнальних точках. Це виразно видно по очковій діаграмі сигналу Q, наведеної малюнку 6.

Малюнок 6. Глазкова діаграма сигналу на вході Q модулятора

Крім звуження спектра сигналу, застосування фільтра Найквіста призводить до зміни амплітуди сигналу, що формується. У проміжках між точками відліку сигналу амплітуда може, як зростати по відношенню до номінального значення, так і зменшуватися майже до нульового значення.

Щоб відстежити зміни, як амплітуди сигналу QPSK, і його фази краще скористатися векторної діаграмою. Векторна діаграма того самого сигналу, що наведено на малюнках 5 і 6, показана на малюнку 7.

Малюнок 7 Векторна діаграма QPSK сигналу c α = 0.6

Зміна амплітуди QPSK сигналу видно і на осцилограмі сигналу QPSK на виході модулятора. Найбільш характерну ділянку тимчасової діаграми сигналу, наведеного на малюнках 6 і 7, показаний на малюнку 8. На цьому малюнку чітко видно як провали амплітуди несучої модульованого сигналу, так і збільшення її значення щодо номінального рівня.

Малюнок 8. часова діаграма QPSK сигналу c α = 0.6

Сигнали на рисунках 5...8 наведені для випадку використання фільтра Найквіста з коефіцієнтом заокруглення a = 0.6. При використанні фільтра Найквіста з меншим значенням цього коефіцієнта вплив бічних пелюсток імпульсної характеристики фільтра Найквіста буде позначатися сильніше і чотири шляхи проходження сигналів, що явно простежуються на малюнках 6 і 7, зіллються в одну безперервну зону. Крім того, зростуть викиди амплітуди сигналу щодо номінального значення.

Малюнок 9 – спектрограма QPSK сигналу c α = 0.6

Присутність амплітудної модуляції сигналу призводить до того, що у системах зв'язку, використовують цей вид модуляції, доводиться використовувати високолінійний підсилювач потужності. На жаль, такі підсилювачі потужності мають низький ккд.

Частотна модуляція з мінімальним рознесенням частот дозволяє зменшити ширину смуги частот, які займає цифровий радіосигнал в ефірі. Однак навіть цей вид модуляції не задовольняє всі вимоги, що пред'являються до сучасних радіосистем мобільного зв'язку. Зазвичай сигнал MSK в радіопередавач дофільтровують звичайним фільтром. Саме тому з'явився ще один вид модуляції з вужчим спектром радіочастот в ефірі.

Література:

1. "Проектування радіоприймальних пристроїв" за ред. А.П. Сіверс - М.: "Вища школа" 1976 стор 6
2. Палшков В.В. " Радіоприймальні пристрої " - М.: " Радіо і зв'язок " 1984 стор. 32

Разом із статтею "Чотирипозиційна фазова модуляція (QPSK)" читають:

http://сайт/UGFSvSPS/modul/DQPSK/

http://сайт/UGFSvSPS/modul/BPSK/

http://сайт/UGFSvSPS/modul/GMSK/

http://сайт/UGFSvSPS/modul/FFSK/

Квадратурна фазова маніпуляція (QPSK)

Цифрова фазова маніпуляція визначається зазвичай числом значень кутів фази, що відрізняються: найпростіша - двійкова фазова маніпуляція BPSK, коли несуча приймає значення фази 0 або 180°. Коли для опису одного імпульсу модулюючого сигналу використовується одне з 4-х значень фазового кута, наприклад: 45°, 135°, -45°, - 135°, то в цьому випадку кожне значення фазового кута містить два бітиінформації, і такий вид маніпуляції називається квадратурною фазовою маніпуляцією QPSK (Quadrature Phase Shift Keying).

Чотири позиційна (квадратурна) фазова маніпуляція (QPSK може бути реалізована як 4-х позиційна зі зсувом O-QPSK (Offset Quadrature Phase-Shift Keying) або як диференціальна квадратурна фазова маніпуляція DQPSK (Differential Quadrature).

При описі квадратурної фазової маніпуляції QPSK уведемо поняття символу. Символ- Електричний сигнал, що представляє один або кілька двійкових бітів.

Для цифрового потоку, що віддається

0, 1, 1, 0, 1, 1, 1, 0, 0,...

кожні дві двійкові одиниці можна замінити одним символом

Подання групи двійкових одиниць одним символом дозволяє знизити швидкість інформаційного потоку. Так символьна швидкість сигналу з QPSK вдвічі менша за швидкість сигналу з BPSK. Це дозволяє зменшити смугу, яку займає сигнал з QPSK, приблизно в два рази при тій же бітовій швидкості.

Сигнал квадратурної фазової маніпуляції можна записати

де U- амплітуда, що несе на частоті coo, i-натуральне число, (pi(t)- миттєве значення фази несучого коливання, що визначається фазовим кутом модулюючого сигналу, що приймає значення

де i = 0,1,2,3.

Для формування QPSK використовується схема, близька до архітектури (рис. 10.31) до схеми BPSK-модулятора

Послідовний цифровий потік (Ь«)перетворюється в демультиплексорі (послідовно-паралельний перетворювач) у парну та непарну компоненти: синфазний містить тільки непарні (d" K) та квадратурний (df), що включає лише парні біти, після проходження через ФНЧ (або сигнальний процесор) надходять на входи подвійних балансних (квадратурних) модульаторів. Квадратурні модулятори задають закон зміни фази коливання (QPSK) і після перетворення в суматорі знову в послідовний інформаційний потік сигнал надходить через підсилювач на вхід ПФ. Смужний фільтр обмежує смугу радіосигналу, пригнічуючи його гармоніки.

Розглянемо спрощено процедуру формування радіосигналу, виділивши основні процеси. У верхньому плечі квадратурного модулятора (і, відповідно, у нижньому) відбувається перемноження парної xi(t)(непарною XQ(t))послідовності із синфазною (квадратурною) складовою несучого коливання COS O) 0 t

Мал. 10.31

Сигнал на виході квадратурного модулятора

Перетворюючи отримане співвідношення до виду де доданки можна подати у вигляді

Тоді співвідношення (10.49) набуде вигляду або

Як видно з квадратурний модулятор (10.54) можна застосовувати для модуляції несучої як по амплітуді, так і по фазі. Якщо xi і xq приймають значення ±1, то отримуємо сигнал з амплітудною модуляцією і значенням, що дорівнює V2. Зазвичай передбачається, що амплітуда несучої нормована до одиниці і тоді, амплітудні значення цифрових послідовностей xi і xq повинні становити ±1/%/2або ±0,707 (рис. 10.32). Квадратурний модулятор можна використовувати і в тому випадку, коли потрібно одночасно модулювати амплітуду та фазу коливання. Так наприклад, у разі реалізації квадратурної амплітудної модуляції (Quadrature Amplitude Modulation, QAM) кожен символ має фазу, відмінну від фази попереднього символу, та/або відмінну амплітуду.

Мал. 10.32

Завдяки розділенню цифрового потоку (Ь до)на синфазний і квадратурний, фаза кожного з них змінюється лише кожні два біти 2 Ть. Фаза коливання на цьому інтервал може приймати тільки одне з чотирьох значень, що залежать від хф!)і хд(1 ) (Рис. 10.32а).

Якщо протягом наступного інтервалу жодний із імпульсів цифрового потоку не змінює знак, то несуча зберігає фазу радіосигналу незмінною. Якщо один із імпульсів цифрового потоку змінює знак, то фаза отримує зсув на ±л/2.Коли відбувається одночасна зміна імпульсів у (з/") та {1 ^), то це призводить до зсуву фази несучої на л.Стрибкоподібна зміна фази на 180° призводить до спаду амплітуди, що обгинає, до нуля (аналогічно рис. 10.26). Очевидно, що такі стрибки фази призводять до значного розширення спектра сигналу, що передається, що неприпустимо в мережах фіксованого і тим більше в мережах мобільного зв'язку. Сигнал на виході модулятора зазвичай фільтрується, посилюється і потім передається каналом зв'язку.